物体的物理特性的声电磁学研究

摘要

一种用于诸如人体组织或动物组织等物体的成像系统，所述系统施加二维或三维地局部化的声振动，并且同时用照射电磁波照射物体。声振动中包含幅度由AM波形调制的载波。载波被选择成提供声振动的局部化，而AM波形包含被选择成提供具有比载波更大的幅度的物体振动的频率分量。为了对根据AM波形的所述频率分量的频率偏移的多普勒分量进行检测，信号处理装置包含锁定到EM频率的锁相环，它可以产生包括该组多普勒分量的频率解调信号，以及锁相放大器，其被配置成提取等于AM波形的频率分量的频率的基准频率处的信号。

说明书

本发明涉及对物体的物理特性的研究，可应用于成像领域但不仅限于 该领域。

众所周知，对物体的物理特性进行研究有许多种方法。比如广泛应用 成像技术来产生表示物体的物理特性的图像。再比如那些在医学成像领域 建立和广泛使用的成像方法，包括X射线摄片、计算机控制断层扫描 （CT）、超声成像、核磁共振成像（MRI）、正电子发射断层扫描（PET）。

不同的成像技术基于不同的物理现象。例如，在X射线摄片和计算 机控制断层扫描（CT）中，我们用X射线来与物体相互作用，而在超声 成像中我们用超声波来与物体相互作用，等等。因此，不同的成像技术会 生成反映正被成像的物体的不同物理特性的图像，而且不同成像技术具有 不同的优点和局限性。

我们会根据想要探寻的组织的性质来选择成像的方式，例如：X射线 可能适用于很硬的和钙化的组织，MRI适用于软组织，而超声成像则用以 对机械性能的变化进行成像。

以示例的方式，比较超声成像和MRI这两种常见的能提供相对高的 分辨率的医学成像方法，但是超声成像提供声学或机械特性的图像，而 MRI提供的是电磁特性的图像。因为MRI显示出许多组织类型中存在的 本质上的电介质差异，因此其提供了有用的对比机制，这种对比机制在医 学成像领域中特别有用。但伴随着高利用价值的同时，核磁共振成像也面 临着相对昂贵并且需要高能磁铁的问题。

另外，还有一些基于不同物理现象的光谱技术。这样的光谱技术不一 定产生图像，但能够提供有关一定频率或波长范围的数据（例如电磁辐射 技术）。

在医学上有一种成像系统领域在不断地发展，其基于向临床医生提供 通常结合超声波和X射线来判断组织类型的附加信息的电介质对比来实 现成像。所提出的一种方法就是自1998年以来人们一直在积极研究的微 波成像法。

人们同样也对超宽带雷达系统进行了研究，以提供衰减与分辨率之间 的平衡。这种类型的方法已经被改变为产生高质量的图像了，但在最近才 开发出接近这种方法的潜在分辨率的图像重组算法。

由于这些技术依据不同的物理现象，根据所感兴趣的物体中的特征的 性质，这些不同的成像技术和光谱技术具有不同的应用。

WO-2010/043851公布了另一种可以被称之为声电磁的成像类型，之 所以称之为声电磁，是因为它涉及在对物体施加声振动的同时又对其进行 了照射电磁波的照射。

物体振动对照射电磁波进行散射和调制，从而产生散射电磁波，该散 射电磁波包括从照射电磁波的频率偏移了在声振动下的物体的振动频率 及其倍数的多普勒分量。接收到的散射电磁波被接收，且表示多普勒分量 特性（如幅度和相位）的数据被导出。所检测到的特性依赖于产生与电磁 波照射相互作用的物体的机械响应和该物体的电磁特性。因此，所检测到 的特性能提供类似于MRI成像的相关电磁特性信息，但是这种技术不需 要磁铁。

不过，WO-2010/043851所公开的方法采用局部化在物体的区域中的 声振动，例如，使用与已知的超声成像类似的技术。这就意味着这种方法 只能提供来自该区域的信息，因为散射的多普勒分量是由该区域产生的。 因此，由该方法产生的成像分辨率与超声波成像所产生的结果相似，其成 像分辨率受限于在声振动的波长的基础上获得的局部化。

提供关于电磁特性的信息与从声振动导出的分辨率的结合提供了可 以提供在多个领域中的有效成像的优点。

本发明的第一方面涉及声振动的选择。

此选择需要考虑如下成像特性。第一个因素是，频率的选择对所能获 得的成像分辨率有影响。这是因为这一方法涉及物体的区域中的声振动的 局部化，散射多普勒分量就是从该区域产生的。第二个因素是，物体的声 振动的幅度也取决于声振动的频率。该效果仅仅来源于被研究物体的机械 特性。对于某些物体，这两个因素互相制约，为了使这两个因素达到平衡， 需要仔细选择声振动的频率。

本发明的第一方面涉及对声振动选择的优化。

根据本发明的第一方面，提出一种用于研究物体的物理特性的方法， 所述方法包括：

向物体施加二维或三维地局部化在物体的区域中的声振动，该声振动 包含由AM波形幅度调制的载波，该载波被选择成用于提供声振动的局部 化，AM波形包括被选择成用于提供幅度大于载波的物体振动的频率分 量；

同时使用具有延伸至高达30THZ的范围中的EM频率的照射电磁波 照射物体，声振动的振动方向上含有平行于照射电磁波的传播方向的分 量，使得该区域中物体的声振动产生包括一组多普勒分量的散射电磁波， 所述一组多普勒分量从照射电磁波的频率偏移了声振动所引起的物体振 动的频率及其倍数；以及

接收该区域中所产生的散射电磁波，

从接收到的散射电磁波中检测从所述照射电磁波的频率偏离了AM 波形的频率分量的频率的多普勒分量；以及

输出表示所检测到的多普勒分量的至少一个特征的信号。

本发明的第一方面还提供了一种能够实施类似方法的系统。

本发明提供了一种用于研究物体的物理特性的方法，该方法使用了与 前文提及的WO-2010/043851相似的声电磁技术，涉及向物体施加二维或 三维地局部化在物体的区域中的声振动，同时使用照射电磁波照射该物 体。不过，本发明使用的是包括AM波形调制的载波波形的声振动的特殊 形式。在成像过程中，此声振动被最优化以提供优势。尤其在于，载波被 选择用以提供声振动的局部化，而AM波形被选择来包括一个可以引起物 体振动的频率分量。幅度调制的特性在于，相较于AM波形，载波具有更 高的频率。因此，AM波形可以被选择成提供比载波幅度更大的物体的振 动。因此，本发明保证了在选择声波波形时，尤其是用于那些要求使用提 供较低的机械响应的频率以获得期望的分辨率的物体的选择的灵活性。在 该课题下，可根据图像分辨率优化的需要来选择载波，同时，也可以独立 选择AM波形以提供明显的机械响应。

AM波形有着多种多样的形式。在它的最简式中，AM波形可以是单 个频率分量，即给定频率的正弦波形。不过，也可以使用具有基频分量和 谐波频率分量的其他波形，并且在某些情况下还具有更容易产生的优点。 例如，AM波形可以是方波，这种波形仅仅通过简单地载波波形的脉冲开 关就可以特别容易得实现。

在AM波形具有多个频率分量的情况中，那么在原理上能检测到从照 射电磁波的频率偏移（即AM波形的任何频率分量的频率）的多普勒分量。 然而，其中最理想的是使用AM波形的基频分量，因为基频分量通常会提 供最大幅值的频率分量以及提供最大的响应。而且，基频分量是最容易分 离的，因其具有与其他的多普勒分量相对较大的分离度。

所使用AM波形的频率分量是已经衡量了物体的相关机械性能而选 择的。为了优化响应，此频率分量的周期最好与研究区域中的物体的声学 弛豫时间具有相同数量级大小。

本发明的第二方面是致力于提高使用声电磁技术的方法中的散射电 磁波中的多普勒分量检测的灵敏度。这是人们所期望的，因为多普勒分量 的幅值小于该照射电磁波。由于声振动的局部化，散射电磁波只在被研究 的物体区域产生，因此多普勒分量来源的空间很小。多普勒分量的幅值小 意味着它们将承受系统中的固有噪声，因此它们会具有低的信噪比 （SNR）。

本发明的第二方面提供了一种研究物体的物理特性的方法，所述方法 包括:

向物体施加二维或三维地局部化在物体的区域中的声振动；

同时使用具有扩展到上限为30THz的范围中的EM频率的照射电磁 波照射该物体，所述声振动的振动方向具有与照射电磁波的传播方向平行 的分量，使得该区域中物体的声振动产生包括一组多普勒分量的散射电磁 波，所述一组多普勒分量从散射电磁波的频率偏离了由声振动所引起的物 体振动频率及其倍数；

接收该区域中产生的散射电磁波，

将所接收的散射电磁波提供给锁定到EM频率的锁相环，以产生频率 解调信号，该频率解调信号包含从EM频率频率解调的一组多普勒分量；

将所述频率解调信号提供给锁相放大器，其被配置成提取在与由声振 动所产生的振动的频率分量的频率相等的基准频率处的信号；以及

输出表示所提取的信号的至少一个特性的信号。

本发明的第二方面还提供了一种系统，它能够实现类似的方法。

多普勒分量的检测本质上需要从散射电磁波分量中频率解调出那些 与照射电磁波相同频率的多普勒分量。本发明的第二方面涉及使用锁相环 （PLL）与锁相放大器的组合。锁相环被锁定到EM频率，因此它产生包 括从EM频率频率解调得出的所有所述一组多普勒分量的频率解调信号。 该频率解调信号被提供给被配置成提取与所述物体的振动频率相等的基 准频率处的信号的锁相放大器。如果声振动包含单个频率分量，则基准频 率就是此频率分量的频率。相反，如果声振动包括AM波形幅度调制的载 波，再根据本发明的第一方面，则基准频率就可能会是所使用的AM调制 的频率分量的频率。因此，显然本发明的第一方面和第二方面可以组合实 施。从而，本发明的第一方面和第二方面的任何特征可以以任意结合形式 组合实施。

这种锁相环和锁相放大器的组合能够检测到很微小的多普勒分量。例 如，按照频率调制术语，下文描述的实施例被布置为检测10ppm量级或 者更精确的调制指数。这使得声电磁方法可以被用来研究具有较高灵敏度 的物体的性质，允许准确辨别物体的不同特性。

以下说明同样适用于本发明的第一方面和第二方面。

本发明可以应用于提供所述物体的成像。在这种情况下，声振动被同 时或依次以局部化的方式施用于多个区域，并且施加于每个区域中的超声 激发具有不同的幅度调制，并且多个区域中的每一个产生的散射电磁波被 接收并被用来导出数据，该数据表示关于每个区域检测到的多普勒分量的 至少一个特性并被作为图像数据。以这种方式可以产生多个区域的图像数 据并由此构建表示关于物体的物理特性信息的图像。在声振动局部化在二 维空间中的情况下，所述区域沿第三方向延伸从而得到二维图像（或阴影 图像）。在声振动局部化在三维空间中的情况下，所述区域在第三方向上 的延伸受到限制，从而可以获得三维图像。

声振动可以依次局部应用在多个区域处。在这种情况下，声振动可以 具有相同的频率，这简化了方法的实现，但不是必要的。

可选择地，所述声振动可以同时局部应用在多个区域中，但是在每个 区域使用不同的频率分量。在这种情况下，施加到每个区域的频率分量频 率不同，因此从每个区域散射的电磁波具有不同的频率，使对应于每个区 域中同时产生的多普勒分量能被分离，并将用其导出图像数据，该图像数 据表示对应于每个区域的多普勒分量的至少一个特性。

原理上，本发明也可以仅仅将声振动施加到单个区域而不提供所述物 体的成像。在这种情况下，得到的有关物体的物理特性的信息仍然有效， 因为它建立在上述物理现象的基础之上。

这些特性意味着当对人体或动物组织成像时，本发明的成像能提供优 于现有的成像（包括但不限于医学成像）方法的优点。

为了更好地理解，下面结合附图以非限制性实施例的方式对本发明作 进一步说明，其中:

图1是成像系统的框图；

图2和图3是两个声振动的可选波形的曲线图；

图4a至4c是声振动、照射电磁波和散射电磁波的频谱的曲线图；

图5为成像系统的信号处理装置的框图；

图6是信噪比（SNR）相对于用于信号处理装置的一些具体结构的调 制指数的曲线图；

图7是成像系统的声换能器装置的透视图；

图8是声换能器装置的驱动电路框图；

图9是驱动电路的波束形成器电路的框图；

图10是声换能器装置的换能器的透视图；

图11是应用于乳房X造影的成像系统的透视图；

图12是应用为全身扫描仪的成像系统的透视图；

图13是使用手持声换能器装置的成像系统的透视图；

图14是由聚焦声振动引起的ARF受激区域的示意图；

图15是显示了源场和远场的衍射平面的示意图；

图16是调制指数的减小系数相对于高斯激励的位置的曲线图；

图17是多通道结构中的成像系统的示意图；

图18是扫描时间相对于使用这种多通道结构的通道的数目的曲线 图；

图19是被配置成执行第一试验性示例的成像系统的俯视原理视图；

图20是第一试验性示例中的多普勒分量大小相对于1D切片图像的 位置的图形；

图21是第一试验性示例中的多普勒分量的峰值大小相对于不同刚度 的琼脂目标的曲线；

图22和23都是第二试验性示例中的羊肾脏的2D图像集合。

如图1所示，首先描述用于研究物体2的物理特性的系统1。物体2可 以是生物学对象，例如人体或动物组织，在这种情况下系统1可以应用于 医学成像领域。然而，本发明并不局限于这一领域，也可以应用于其他技 术领域的一系列物体。

该系统1包括控制单元3，其用于控制该系统1的其它部件。所述控 制单元3可以由运行适当程序的计算机装置来实施。

该系统1包括一个由控制单元3控制操作的声换能器装置4。声换能 器装置4运行时可将声振动施加到物体2。

所述声振动的性质如下。声振动包括由周期性的AM波形幅度调制的 载波。

两个具有合适的声学波形的非限制性实例如图2和图3所示，其中， 所述载波在两种情况下的频率都是fc。在图2中，AM波形具有其最简单 的形式，包括频率fa的基频分量。在图3中，AM波形是周期为（1/fa） 的方波，并且因此包括频率fa的基频分量和频率fa的倍数的谐波频率分 量。

载波如果是如图2和图3所示的简单正弦波，则是最容易生产的，虽 然一般来说，载波可以是任何其他合适的波形。

在一般情况下，AM波形可以有多种形式，但例如在图3的例子中使 用的方波非常有利，因为它可以通过脉冲开关载波很容易地产生。在图3 所示的例子中，AM波形是具有相等开关持续时间的方波，但这不是必需 的，也可以是具有不相等的打开和关闭持续时间的方波。幅度调制的本质 就在于载波具有至少比AM波形的基频分量的频率要小的频率，尤其要小 于一个或者多个谐波频率分量。在很多实际实施例中，载波具有比AM波 形基频分量的频率至少要小一个或两个数量级大小的频率。

将声振动局部化在物体2内的指定位置处的区域5中。载波被选择成 用于提供声振动的期望的局部化。局部化的程度由波长决定，所以相应地 对载波频率fc进行选择。

声振动引起区域5中的物体2的振动。AM波形被选择成用以提供物 体2的振动，所述AM波形比载波在所使用的AM波形的至少一个频率 分量(优选的是基频分量)的频率上的幅值要大。因为载波被选择成提供声 振动的局部化以获取所需的分辨率，根据物体2的性质，物体2在载波 频率上的机械响应可能不是最优的。因此，AM波形被用来向物体2提供 在比载波更低频率上的振动，在这一频率上物体2的振动幅度更大。

在一般情况下，该方法可以使用AM波形的任何频率分量，但是有利 地使用基频分量，这是因为基频分量通常具有比谐波频率分量更大的幅 度，并产生最容易从散射电磁波中分离的更大幅度的多普勒分量。

为了优化物体的机械响应，所使用的AM波形的频率分量（比如在使 用基频分量的例子中的fa）可以被选择成具有与物体2的区域5中的声学 弛豫时间同数量级大小的频率。这样的声学弛豫时间可以在理论上针对所 研究的物体2的类型来测量或导出。类似地，所使用的频率分量可以被选 择成具有可以被选择成具有提供了物体共振振动的频率的频率。

对于某些类型的物体，AM波形可提供物体2的振动，该振动在所使 用的AM波形的频率分量的频率、以大于载波一个或多个数量级大小的幅 度产生。在这些情况下，物体2在载波频率的振动相比较则微弱，并且可 以被忽略。

作为同时在图1中示出的替代方案，声振动可被局部化于在被限制在 垂直于声振动传播方向但是沿着传播方向延伸的范围的区域5a（如短划 线虚线轮廓所示）内的二维空间中，或者可以被局部化于被限制在同样沿 着传播方向受限的区域5b（如点虚线轮廓所示）内的三维空间中。声振 动的局部化可以使用常规设备来实现，下面将做出更详细的说明。当局部 化在三维空间中时，沿着声波传播方向，声振动可能只在很短的时间里随 着声波的传播局部化。在许多实际应用领域中（如医学成像领域），选用 超声波来作为振动声波。

在最简单的实施例中，在给定时间将声振动局部化在单个位置，并在 该位置对物体2进行扫描，使得之后就可连续地在多个不同的区域5向区 域5施加声振动。这种扫描可以利用具有可控焦点或波束的声换能器装置 4，或者通过物理移动（例如使用机械传送）具有固定焦点或波束的声换 能器装置4来实现。这种扫描可以在一维、二维或三维空间中进行。

在更为复杂的实施例中，声振动被同时局部化在区域5中的多个位置， 但在这种情况下，声振动的AM波形在不同位置是不同的，下文将进一步 讨论。

系统1还包括发射器装置，该发射器装置包含发射器天线6，其被连 接到射频源7，该射频源7由控制单元3控制，射频源7为天线6提供输 出相应电磁波的驱动信号。因此，在操作中，发射器布置采用照射电磁波 照射物体2，通常具有射频频率，并具有理想地均匀的足够宽的波束以覆 盖被研究的物体2的整个体积。期望的照射电磁波是连续波而不是脉冲。 在这种情况下，照射电磁波具有固定幅度与频率，至少在由接收散射多普 勒分量监控的与声波相互作用的时间段上是固定的。

为了便于检测，照射电磁波主要是单频的，但是一般来说照射电磁波 能够包括一段频率。照射电磁波的频率大于声振动的频率，优选大于至少 一个数量级大小。

照射电磁波被物体2散射。在区域5内，在由声振动引起振动的物体 2和照射电磁波之间存在相互作用，其引起在区域5中的物体2的声振 动调制散射电磁波。特别地，产生的散射电磁波包括处于照射电磁波的频 率的分量和从照射电磁波的频率偏离了物体振动频率及其倍数频率的多 普勒分量。这包括从照射电磁波的频率偏离AM波形的频率分量及其倍数 的多普勒分量。幅度调制是用于根据上述方法提供在AM波形中的至少一 个频率分量的频率上比在所述载波频率上更大的振动幅度，所以载波中出 现的多普勒分量的幅度较低，并在许多情况下不重要且可以忽略不计。

这种情况被图形化的具体展示在图4a到4c中，这些图分别是声振动、 照射电磁波和散射电磁波频谱的频谱图。在本例中，声振动包括如图2所 示的在频率fc的载波和频率fa的基频分量。照射电磁波具有的单个EM频 率fe。

散射电磁波包括照射电磁波的EM频率fe的中心分量。

散射电磁波还包括在频率fe±nfa上的多普勒分量（边带），其中n是 整数，即，从照射电磁波的EM频率fe偏移了AM波形的基础频率分量 的频率fa及其整数倍的频率。尽管图4c示出了每侧都只有三个多普勒分 量的例子，但是一般来讲多普勒分量的数目根据实际的相互作用可以为任 何值。因为由在载波频率fc的振动而产生的多普勒分量不太重要，所以 未在图4c中示出。

在AM波形也包括谐波频率分量的情况中，还将包括从照射电磁波的 EM频率fe偏移了AM波形的谐波频率分量及其倍数的频率的多普勒分 量。然而这些另外的多普勒分量与图4c中所示的二阶或高于二阶的多普 勒分量重叠，并且因此难以分离。

产生包括多普勒分量的散射电磁波之后的物理现象，是由于具有例如 导电性和介电系数等不同电学特性的物体2中的区域之间的边界（或者更 广泛地指这些电学特性产生变化的区域）散射了照射电磁波并且这些边界 的振动调制散射波所产生的。因此，可以认为，具有照射电磁波的频率的 中心分量对应于所述物体2静止时的散射，而多普勒分量是由物体2的振 动所产生的。

实际上，这种用于一般的振动物体的物理现象本身是众所周知的，例 如，在Lawrence等人在2006年7月的《美国电气和电子工程师协会的天 线与传播学报》的第7期、第54卷、第2054-2061页上的论文“来自使 用通用类时变的片边界条件的振动可穿透物体的电磁散射 （Electromagnetic Scattering from Vibrating Penetrable Objects Using a  General Class of Time-Varying Sheet Boundary Condition）”中所公开的。但 是这篇文章仅考虑了被振动的金属体和介电体对电磁波的散射，并没考虑 振动是如何产生的。与之对比，本发明将声振动局部化在区域5中施加， 这意味着所检测到的散射电磁波中的任何多普勒分量都被确知为是在区 域5中产生的。在此基础上，系统1使用多普勒分量来提供关于在区域5 的位置的物体2的信息。尤其是所检测的多普勒分量依赖于在区域5的位 置上的物体2对声振动的机械响应（声顺），也取决于区域5的位置上的 物体2的电气特性。通过在不同的位置对区域5施加声振动，可能构建物 体2的图像。

对相互作用的详细的数学分析在稍后给出。

系统1还包含接收器结构，其包含由控制单元3控制的连接到信号处 理装置9的接收器天线8。接收器天线8被调谐至所述照射电磁波的频率 并且和测定介质相匹配，即物体2和/或在物体2和接收器天线8之间的 提供的任何介质（如空气或声音匹配介质）。在操作中，接收器天线8接 收散射波并把它提供给信号处理装置9，信号处理装置9分析散射波来检 测从所使用的该AM波形的频率分量中产生的多普勒分量，并输出表示该 多普勒分量的相位和幅度，或多普勒分量的任何总体特性的信号。

在图1中，声换能器装置4和发射器天线6被示出为彼此并排，使声 振动和电磁波的传播方向相同，但是这并不是重点所在，而是在下面描述 了其他结构。在一般情况下，该声换能器装置4和发射器天线6相对于彼 此的位置的选择，使声振动的振动方向具有与照射电磁波的传播方向平行 的分量。上述内容用于多普勒散射的产生。

散射多普勒分量的幅度在声振动方向与照射电磁波的传播方向平行时 达到最大。振动方向平行于声振动的传播方向，所以这对应于使声振动和 照射电磁波具有平行或反平行的方向。这是因为，区域5的机械运动是沿 着照射电磁波的传播方向上的分量最大，从而使其在其他方向上由于零散 材料的机械变形可能引发的第二运动可以被忽略。假设声振动的方向与照 射电磁波的传播方向之间有一个夹角α，则沿着照射电磁波的传播方向上 分解的声振动的速率将会随着cos(α)成比例减小。这也有使散射的多普 勒分量的幅度类似地随着cos(α)成比例减小的效果。实际上这表明，尽 管多普勒分量仍然可以在较大的角度α时被观察到，但该声振动的振动方 向不应该垂直于照射电磁波的传播方向，并且最好是与之平行的。

声换能器装置4和发射器天线6可设置成彼此相邻设置，使得照射电 磁波的传播方向平行于声振动的方向。精确的平行条件受到了声换能器装 置4和发射器天线6的物理体积所产生的限制，但是为了达到使多普勒散 射最大化的实际目的，它们可以被设置为足够靠近以互相平行。可选择地， 发射器天线6可以被布置在远离声换能器4的物体2的相对侧。

在一般情况下，接收器天线8可以位于相对于电磁波的传播方向和所 述声振动的振动方向的任意角度。这是因为散射多普勒分量原则上可以在 任何方向散射。散射的方向取决于物体2在区域5中的物理特性。

所述散射电磁波的最优方向是沿平行或反平行于照射电磁波的传播方 向进行接收，因为散射通常在这些方向是最强的。沿着反平行于照射电磁 波的传播方向的线接收，可由被定位成靠在一起的发射器天线6和接收器 天线8（受它们的物理体积所产生的限制），或者替换为连接至适当的电 路（例如定向耦合器）的共用天线，所述适当的电路将频率源7与处理所 检测到的多普勒分量的电路隔离。

然而，散射电磁波可在其它方向上被接收。有利的是，所述散射电磁 波在多个方向上被接收。这可以提供关于在区域5中的物体2的性质的额 外的信息，因为散射的方向取决于引起散射的物体2的物理特性。

现在将讨论声振动和照射电磁波的选择。

由于多普勒分量是由区域5中的声振动所产生的交互作用所引起的， 图像数据13的分辨率与由声换能器装置4取得的声振动的局部化程度所 支配的区域5的大小相同。因此，分辨率取决于载波的频率fc，这种方式 与超声成像类似。因此，本成像技术可以得到与超声成像可以取得的类似 的分辨率。举例来说，在非常高的超声波声学频率下的分辨率可以小于1 毫米（粗略地说，1毫米分辨率与1MHz的频率相对应，100微米与10MHz 的频率相对应，1微米与100MHz的频率相对应）。

声波的频率控制分辨率，因此被选择为足够高，以实现关于被成像的 物体2中的感兴趣的特征所需要的分辨率。声波的频率可能会受到那些类 似于传统的超声成像中的实际限制，如由声换能器装置4中所产生的频 率，以及声波在被成像的物体2中的穿透能力。

载波频率fc被选择成具有相关的期望分辨率，同时也具有在不同频率 下可达到的穿透深度。一般地，有必要再用类似超声成像的方式平衡这两 个因素。通常情况下，载波频率fc的范围可以从10kHz扩展到1GHz。在 该物体是生物学对象（如人体或动物组织）的情况下，通常载波的频率fc 可以是从1MHz向上延伸，最优的是从2MHz向上延伸，和/或至多延伸 到50MHz，最好是高达10MHz的范围。虽然通常在可听范围内的声频原 则上可以在一些应用领域使用，但是上面的这些频率是超声波。

在对声振动的AM波形选择时考虑到物体5的机械性能，以提供所需 要的大小的振动，以上面详细讨论的方式。通常该AM波形利用的频率分 量一般是AM波形的基频，其具有在从1Hz延伸到100MHz范围内的频 率。在该物体是生物学对象，如人体或动物组织的情况下，则利用该频率 分量的频率最好是在从10kHz向上延伸的范围，优选从100kHz向上延伸 的范围，和/或至多延伸到1kHz。

照射电磁波的EM频率的选择如下。图像的对比度机制不同于由声振 动和照射电磁波之间的相互物理作用所决定的超声成像，并且提供了关于 物体2对声振动的机械响应（声顺）和关于物体2的电学特性的信息，如 上文所讨论的，例如，可以提供MRI所提供的信息但是没有对磁体的要 求。因此，本成像技术可以作为一种替代其他成像方式的技术。加载在物 体2中的照射电磁波的吸收程度随着其频率的增加而增加。因此，照射电 磁波的频率被选择成足够低，以保证物体2对它的吸收足够低，从而允许 对整个物体2进行成像。

因此，为了提供关于物体2的有用信息，EM频率在选择的时候已经 考虑了物体2的电磁特性。一般情况下，照射电磁波是具有在扩展到高达 30THz范围内的EM频率的无线电波，即在太赫兹波段或以下，达到 300GHz，也就是EHF（极高频）波段或以下，对应于微波频率及以下； 或者在一些应用领域中高达100GHz。物体2是生物学对象，例如人体或 动物组织时，有利的范围扩展至100GHz，最好扩展至2GHz。这意味着， 在物体2中的相互作用提供了关于物体2的类似于MRI的电磁特性的信 息。

EM频率的下限取决于如下所述的信号处理装置9将EM频率与多普 勒分量分离的能力，而且需要注意的是，如在宽带频率调制领域中所知的， 可被检测的幅度调制产生的EM包络有多宽在实践中有限制条件。因此， 照射电磁波通常会有从两倍于所述的AM波形的频率分量的数值向上扩 展的，优选地是从10倍于所述AM波形频率分量的数值向上扩展的范围 中的EM频率。

物体2可能具有在不同的频率变化的响应。因此，利用不同频率的声 振动和/或利用不同频率的照射电磁波可以实现成像。通过重复系统1的 操作，而对声波频率进行调整，可以在不同的时间施加不同的频率。可选 择的是，不同的频率可能会被同时施加到相同或者不同的区域5。不同频 率的激发也可以通过使用伪随机脉冲序列（如最大长度序列）或其它扩频 技术来实现。以这种方式，信息可以在相对于所述声振动和/或照射电磁 波的不同频率中获得，因此这种方法是一种光谱技术。这使对物体2的性 质进行更好地特征化成为可能。

所述信号处理装置9包括放大器10，频率调制（FM）解调器11和数 字信号处理器12。

放大器10接收和放大由接收器天线8接收的信号。由于具有低信噪比， 放大器10理想的是极低噪声放大器。

放大后的信号由放大器10输出后再提供给FM解调器11，其用于从所 接收的散射电磁波中检测按照所使用的AM波形的频率分量的频率偏离 照射电磁波的频率的多普勒分量，其通常为基频分量。再由FM解调器11 输出表示多普勒分量的相位和幅度的信号。

FM解调器11可能具有如图5所示的详细结构，并且现在将对其进行 说明。

FM解调器11包括锁相环（PLL）60，通过放大器10向其提供由接收 器天线8接收的散射电磁波。锁相环60包括相位检测器61、低通滤波器 62、增益级63、以及环路控制器65和连接在负反馈环路中的压控振荡器 （VCO）66。如下所述，PLL60被锁定到EM的频率，因此VCO66输出 在该EM频率的信号。VCO66的输出和散射电磁波，这两个信号被提供 给相位检测器61。相位检测器61输出其两个输入信号之间的相位误差， 该相位误差被提供通过低通滤波器62和增益级63，以形成输出信号。该 输出信号因此也包含了含有从EM频率频率解调出的多普勒分量组的频 率解调信号。

该频率解调信号也作为负反馈环路中的反馈信号被传递回环路控制器 65。环路控制器65反相反馈信号，然后将其提供给上述VCO66，以便控 制VCO66，以输出具有与散射电磁波的主分量相同的EM频率的信号。 因此，环路控制器65被布置为类型I的固定增益控制器，因为这样的设 计有可能提供相对低的噪声。环路控制器65还能改变该反馈信号的大小 以调整VCO66输出的中心频率。

下面就是PLL60的两个具体配置。

所述第一配置的目的是要与790MHz的EM频率一起使用。在该第一 配置中：

相位检测器61是Minicircuit ZX05-10L+、10-1000Mhz、3dBm、Lo DBD 混频器；

低通滤波器62是Minicircuit SLP-2.5+、2.5MHz截至、低通滤波器；

以及

VCO60是Minicircuit ZX95-800C+、1kHz的噪声是-97dbc/Hz干扰、 790MHz的中心频率。

选择这些组件是因为他们的低噪声特性。例如，尽管具有非线性相位 响应，但是作为二极管混频器的相位检测器61却产生可忽略数量的噪声。

在该第一配置中，环路控制器65是负反馈结构中的强去耦的AD797 运算放大器。作为输出噪声和锁定频率范围之间的折衷，环路增益被选择 为负100分贝，因为更高的增益将把噪声增加到较不理想的两倍。

电压偏移是通过将环路控制器65的非反相输入参照很低噪声的电压 源67（例如由模拟设备ADR445所提供，其生产5V电压，可以通过可 能的分压器减小电压值）完成的。使用大的去耦电容器(未示出)对该参考 电压进行去耦，从而最小化其输出电平中的任何潜在的1/f噪声。

环路控制器65的输出通过低通滤波器68被供给VCO66，低通滤波器 68是由阻容电路构成的单极点低通滤波器，以便减少失真和提高稳定性。

在启动期间，电压源67适合于改变环路控制器65的输出电压。特别 地，当环路控制器65稳定时，电压电平波动。一种更方便的方法是轻微 地改变输入电压(例如用5mV的数量级)，其具有相同效果。操作直流点设 置VCO66的电压，其需要在10kHz之内对应于790MHz的EM频率。

反馈增益已经过经验测试，以得到已知的可接受的性能。另一种可能 的改进是在反馈环路中提供两级放大器，而附加的放大器充当了DC偏移。 这将允许DC偏移在启动时需要校正，虽然代价是噪声水平的少量增加。

第二配置的目的是要与434MHz的EM频率一起使用。在该第二配置 中：

相位检测器61是MinicircuitZX05-10L+、10-1000MHz、3dBm、Lo DBD 混频器；

低通滤波器65是Minicircuit LPF-BOR3+、0.3MHz截止低通滤波器； 以及

VCO60是Crystek CVSS-940、在1kHz的噪声是–110dbc/Hz、434MHz 的中心频率。

在所述第二配置中，PLL60锁相环基本保持了与第一配置中相同的构 造，不过VCO66的电压调节器除外。

在该第二配置中，其中的这些部件实质上用来减少噪声的引入。

在该配置中，VCO66具有非常低的相位噪声，它是基于高稳定性晶体 的振荡器，已经发现此振荡器是噪声的重要来源。

该电路已经分别测试过在到VCO66的输入有和没有低通滤波器68的 两种情况。已经发现，低通滤波器68上的大电容在较小程度上提高了信 噪比，不过所取得的效果显著，同时也减少了锁定范围。在该第二配置中， 根据经验，0.03秒是最佳的时间常数。

PLL60的输出被提供给锁相放大器72，需经过高通滤波器70和同时 作为低通滤波器的增益级71，使高通滤波器70和增益级71一起作为带 通滤波器。该锁相放大器72使用的基准频率信号是基准频率等于AM波 形使用的频率分量的频率的频率信号，其典型的是AM波形的基频分量。 因此，基准频率被选择为声振动所造成的物体2的振动频率。通过比较， 如果所述声振动包括单个频率分量（这不是按照本发明的第一个技术方 案），则基准频率将是该单个频率分量的频率。

如上所述，所使用的频率分量可以是任何AM波形及其谐波的频率分 量，但通常是AM波形的基频分量fa。用于PLL60的基准频率可以从频 率源导出，所述频率源也被用来导出AM波形（如在下面进一步描述的）， 并且输出频率fa的信号。因此，声换能器装置4可以如图1中所示的被 连接到FM解调器11，以从频率源向锁相放大器72提供AM波形或频率 fa的信号。

该锁相放大器72被设置成从提供给它的频率解调信号中提取在基准 频率的信号。因此，该锁相放大器72提取所需的多普勒分量。该锁相放 大器72还被设置成产生所提取的信号的幅度和相位，尽管它同样可以被 设置为生成其中的其他特性。

已经发现这种结合PLL60和锁相放大器72的FM解调器11的配置， 已经能够提供非常灵敏的多普勒分量的检测，尽管这种多普勒分量是其中 相对水平较低的信号。用频率调制术语表示，FM解调器11的实施例已被 证明能够检测10ppm的调制指数。这种高灵敏度是通过PLL60和锁相放 大器72的组合实现的，其中PLL60有效地提取整组多普勒分量，随后锁 相放大器72在通常为基频分量的频率fa上提取想要的多普勒分量中的一 个。通过举例的方式，图6示出了第一配置（790MHz的EM频率）和第 二配置（434MHz的EM的频率）具有和不具有在所述低通滤波器68使 用的电容器（以下在图6中表示成“C”）的性能，并使用单独的具有1 秒锁定时间常数的去耦电容器（在图6中表示成“去耦”）。例如，这表明 第二配置可以实现大约17000的灵敏度指数k(SNR/MI)。

为方便调频解调，向FM解调器11提供了来自频率源7的照射电磁波 的信号和来自声换能器装置4的所使用的声波的调幅波形的频率分量的 信号。

放大器10和FM解调器11可以通过模拟电路来形成，但数字电路也 可以可替代地用于放大器10和FM解调器11的任何部分。例如，锁相放 大器72的数字实现在多个区域5被同时成像时特别有利，现讨论如下。

表示由FM解调器11产生的多普勒分量的相位和幅度，特别是由锁相 放大器72输出的信号被提供给处理多普勒分量的那些特性的数字信号处 理器12。因为FM解调器11检测多普勒分量的特征，所述多普勒分量的 频率从照射电磁波的频率偏移了AM波形的频率分量和其倍数的频率分 量的频率，所以这些特性已经从物体2的区域5在当前位置的声振动导出 而变为已知。数字信号处理器12由识别所述声振动的当前位置的控制单 元3提供信息。数字信号处理器12存储表示关于在该位置对物体2进行 扫描的每个位置检测到的那些特性的图像数据13。图像数据13可以被信 号处理装置9储存、显示和/或输出。

数字信号处理器12可只存储相位和幅度或其他特征的实际导出值。这 些值根据如上面所讨论的不同位置处的物体2的特性变化，因而即使没有 进一步的处理，也能提供有用的图像。

可选地，数字信号处理器12可以在声振动和照射电磁波之间的相互作 用的模型的基础上，进一步处理相位和幅度或其他特征的实际导出值，以 得到表示物体2的特殊的物理特性的特征，其也被存储为图像数据13。 该处理可以提供比相位和幅度自身更有用的关于物体2的特性的信息。例 如在医学成像时，该处理可以被用来表征具有已知的电磁响应的代谢物种 类。

数字信号处理器12可通过执行适当程序的计算机装置实现，可选的是 作为等同于控制单元3的计算机装置实现。

在FM解调器11具有图5中示出的结构的例子中，在图1中示出的从 射频源7到FM解调器11的连接可以被省略。然而，在FM解调器11的 可选择的结构中，其中的PLL60被替换成相干检测器，那么上述连接用 来向相干检测器提供由具有EM频率的照射电磁波的射频源7输出的驱动 信号。在这个可选择方案中，相干检测器使用该信号检测在EM频率的信 号，并且从而产生类似于PLL60的形式的输出信号。

如前所述，声换能器装置4在给定时间提供被局限在区域5内的声振 动，其被局部化在传播方向上扩展的二维空间区域5a中或被局部化在被 限制在传播方向上的三维空间区域5b中。这可以利用可以提供可控制的 焦点或固定焦点的常规装置来实现。

图7示出可能的布置，其中所述声换能器装置4包括换能器阵列20， 它提供在区域5的电器可控制的焦点。在这种情况下，由换能器阵列20 输出的声波可能是传播波束。正如我们所知的，在超声成像领域，这种波 束使得在需要的位置形成高能量集中。在本方法中，这意味着大多数散射 电磁波包含有关集中的区域5的信息。

为了提供两维空间中的局部化，换能器阵列20可以施加连续波束的声 振动，使得声振动局部化在垂直于传播方向的两维空间中的传播波束内的 空间中。为了提供三维空间中的集中，换能器阵列20可能仍然需要施加 不连续的沿着传播方向中的第三维的波束的声振动，声振动随着声波的传 播而瞬间局部化。传播波束可以是在给定时间局部化在单个区域5中的脉 冲，该脉冲随着时间在区域5中穿过物体2。可选择地，传播波束可以具 有可变频率的AM波形，使得不同频率同时局部化在不同的区域5中。因 此，用控制单元3向数字信号处理器12提供的信息表示传播波束的定时， 从而标识声振动的当前位置。

在该传播的波束具有可变频率的AM波形的情况下，一种选择是，该 信号处理装置9被配置为执行所接收的时域中的散射信号的傅立叶变换， 或其它变换。由于不同频率的声振动的同时局部化在不同的区域5中，这 样的变换就产生了关于每个不同区域5的不同特性。在这种方式中，图像 作为时间的函数，就像一部“电影”一样，可以以极高的时间/空间分辨 率显示。

为了形成传播波束，声换能器装置4包括驱动电路21，它提供了到每 个换能器20的单独的驱动信号，这些驱动信号在幅度和/或相位和/或延迟 上变化以在期望的区域5上形成焦点。这种在换能器阵列上形成波束的方 式，在例如超声成像等领域为人们所熟知。

如图8所示，驱动电路21包括波形发生器22，其生成具有对应于所 期望的波形的波形振荡信号并将其提供给波束形成器电路23。波束形成 器电路23可以用模拟或数字方式来实现。波形发生器22包括载频源90， 其输出具有载波频率为频率fc的信号，和AM波形源91，其输出AM波 形，在最简单的情况可以包括频率为fa的基频分量。波形发生器22还包 括混频器92，用以混合由载波频率源90和AM波形源91输出的两个信 号以得到振荡信号。

波束形成器电路23根据以各自的大小来修改振荡信号的幅度和/或相 位和/或延迟来导出用于每个换能器20的信号，上述各自的大小用于成形 从声换能器装置4输出的全部声振动以产生波束。波束形成器电路23在 控制单元3的控制下操作，以在目标区域5上产生焦点。驱动电路21还 包括放大器24，用于放大由波束形成电路23输出的用于每个换能器20 的信号，以产生随后被提供给各个换能器20的驱动信号。

波束形成器电路23可包括可编程放大器（或衰减器）和/或移相器和/ 或延迟来修改所述振荡信号。例如，波束形成器电路23可以采用如图9 所示的对应于每个换能器的正交结构。这种正交结构包括由来自波形发生 器22的震荡信号所分别提供的I-通道25和Q-通道26。I通道包括π/2 的相位延迟27，用于相位延迟振荡的振荡信号，以使I通道25和Q通道 26上的信号是正交的。I通道25和Q通道26包括各自的衰减器27和28， 它们的输出被提供给相加器30，然后将衰减的正交信号相加。由每个衰 减器27和28所提供的各自的衰减程度可以被控制，从而改变由相加器 30所输出的信号的幅度和相位。由相加器30所输出的信号可以被可选地 提供给可变延迟电路31，其可以被改变以控制所述驱动信号的延迟。

驱动电路21可以由模拟电路来形成，但数字电路也可以可替代地用于 其中的任何部分。

如图10所示，每个换能器20可以由压电材料（或其他电活性材料） 元件43构成。由驱动电路21所产生的驱动信号，被用以穿过压电材料元 件43并在其中引发响应，由此产生声波。所示的压电材料元件43为圆柱 形，但是它可以为了引导产生的声波而塑造成其他形状。

如图7所示，换能器20的阵列被显示为二维的平面阵列，但通常来讲， 可以替代使用任意阵列形式，例如一维线性或共形阵列，弯曲的或共形的 二维阵列、三维阵列或物体2的不同侧的多个阵列。

作为形成波束的替代选项，该声换能器装置4包括换能器20的阵列， 这样就可以将声振动应用为连续地定位在三维空间内的点。

通过这种包括换能器阵列20的声换能器装置4，可以在电子控制下， 对在其中声振动被集中的区域5的位置对物体2进行扫描，以导出在不同 区域5的信息，并由此建立物体2的图像。

在声振动局部化在二维空间中时，那么所产生的图像就是二维图像（或 阴影图像），它的像素包含来自沿着声振动的传播方向延伸穿过物体2的 区域5a的整体信息。在这种情况下，三维图像可以通过绕着被检查的物 体2移动声换能器装置4和发射器天线6，并拍摄一系列具有不同入射角 的图像来构建。然后一系列的图像可使用与那些常规的其它成像类型（例 如计算机断层摄影（CT）扫描）相似的变换来变换成三维图像。

在这种声振动局部化在三维空间中的情况下，通过对区域5b的三维扫 描就可以得到三维的图像。

这样的扫描也可以通过声换能器装置4来实现，因为声换能器4有固 定的焦点，所以要通过物理移动声换能器装置4来实现。

如前文所述，在最简单的实施方式中，声振动在给定时间内定位在单 个区域5中，该声振动先后被施加到区域5上的多个不同的位置。

而在更为复杂的实施方式中，声振动在同一时间被施加到区域5的不 同位置。在这种情况下，声振动有包含所使用的频率分量（通常是基频分 量）的AM波形，在不同区域5具有不同的频率。

一种选择是使用前文所提到的含有换能器阵列20的声换能器装置4， 但是此装置在修改后可以同时产生多个具有不同频率的AM波形的传播 波束。这可以通过复制如上所述并且如图8所示的驱动电路21的电路， 其中每个复制的电路对应所使用的各个不同频率。对应于各个频率的驱动 信号可以相加并被加载到各自的换能器20上。

虽然这将有可能复制上述驱动电路21的整个电路，但是，仅仅复制如 图8中的虚线轮廓所示的波形发生器22将会更加方便。相同或不同的载 波频率fc可以被用于提供各个区域5中的局部化，但是应用相同载波频 率fc时，相同的载波频率源应为90。在该波形发生器22被复制的情况下， 波束形成电路23执行两种功能。首先，对于每个波形发生器22，波束形 成器电路23导出用于每个换能器20的信号，以将振荡信号的幅度和/或 相位、和/或延迟修改成适合产生指向各自区域的波束。其次，波束形成 器23将关于每个换能器20导出的信号相加，以产生提供给相对应的放大 器24的相加信号。由于声振动在不同区域5上有着不同的频率，所以散 射电磁波在不同的区域5上产生不同频率的多普勒分量，每个多普勒分量 都经过频率偏移，此频率偏移是根据声振动的AM波形频率分量的不同频 率（及其倍数）从照射电磁波的频率偏移产生的频率。因此，设置信号处 理装置9，以探测和导出已知的已产生于区域5的不同位置的不同多普勒 分量的特征。这可以通过如上布置的信号处理装置9来实现，但是需要在 FM解调器11内对于所使用的每个声波频率复制锁相放大器72。这将在 下文中作进一步详细地说明。

在这种方式下，可以同时导出关于多个区域5的多普勒分量的特征以 及图像数据13。大量的区域5可以利用这种方式被同时成像。这种方法 受到信号处理装置9对于不同频率的多普勒分量的鉴别能力的限制。

在一些配置中，多个区域5被同时成像，并且允许在不对区域5进行 扫描的情况下导出图像。在其他配置中，在对多个区域5同时成像，随后 还需要对区域5进行扫描以对物体2的其他区域进行成像。例如，一个特 定实施例可以采用布置在1D（或2D）阵列中的多个传播波束来同时成像 1D（或2D）切片，所述传播波束传播通过物体2，允许进行切片成像， 从而以类似于传统医学超声成像的方式建立一个2D（或3D）图像（例如 在产科中采用的超声检查）。因此，在对图像的扫描过程中，应用多个区 域5要比应用单个区域5快的多，从而缩短了图像的采集周期。特别地， 在对有生命物体成像的情况下，因为物体需要保持静止，所以减少成像的 时间就格外有用。

可选择地，系统1可以被实现成对单个区域5中的物体2的属性进行 研究，而不用提供遍布物体2的成像。在这种情况下，声振动仅仅被应用 到单个区域5。这可以用上文所述的系统1实现，但是修改控制单元3所 执行的控制行为。可选则地，系统1可以被简化，例如，用具有固定焦点 的声换能器装置4就可以实现，因为不需要进行扫描。

在对单个区域5中的物体2进行属性研究时，利用上面所提到的不同 频率的声振动和/或利用不同频率的照射电磁波，是非常有利的。不同的 频率可能会在不同的或相同的时间被利用。在相同的时间被利用时，可以 调整系统1来同时研究较宽的频率范围，而不需要利用不同频率去获得关 于在不同位置的区域5的信息，而这在一些成像实现方式中是非常必要 的。

系统1的尺寸和详细的结构将取决于应用的领域。例如，在医学成像 中使用时，系统1可能被实现为其中的声换能器装置4类似于传统超声成 像装置的超声波探头的专用设备。在这种情况下，发射器天线6和接收器 天线8可以被集成到同一个超声波探头上。

任选地，系统1已可以附加地包括与声换能器装置相连接的声学系统 14，并将其设置为接收从每个区域5反射的声波，从而利用由信号处理装 置9导出的图像数据13来导出声波图像数据15。声学系统14可以被设 置在传统的超声成像设备中，从而使得本发明的方法能够与传统的超声成 像法相结合。声波图像数据15和图像数据13可以在时间或者空间上彼此 配准，例如，利用传统的图像配准技术，可以使系统1同时产生两个不同 类型的图像。这在许多领域内，例如进行动态诊断和监控的实时系统，都 是一个优点。

同样地，系统1也可以与超声治疗系统相结合，从而可以监控物体2 在治疗过程中的状态。

系统1的一些实施实例被应用在当物体2是人体组织时的医学成像领 域中的不同应用中，如图7至图9所示。在每种情况下，发射器天线6和 接收器天线8，被通过定向耦合器17连接到射频源7和信号处置装置9 的共用天线16所代替，定向耦合器17对发送和接收的信号进行隔离。

图11所示的是系统1在乳房的X光检查中的应用，其中物体2是乳房。 声换能器装置4和共用天线16布置在乳房的相对侧，在乳房和声换能器 装置4之间的最好加入匹配介质，例如油、匹配凝胶或柔性隔膜。声换能 器装置4产生局部化在二维或三维空间中的窄的声振动波束。如图所示， 声换能器装置4和共用天线16沿箭头A所指方向一起旋转，从不同方向 获得信息，这些信息可能会被结合起来从而推导出二维图像切片。通过将 声换能器装置4和共用天线16如图中箭头B所示方向上下移动，可以得 到许多这样的图像切片。

图12所示的是系统1是作为全身扫描仪时的应用，其中物体2是受试 人的身体。系统1包括床50，床50包括介质池52、横跨在介质池52上 方的被支撑的柔性隔膜51、介质池52含有的匹配介质53。受试者躺在位 于匹配介质53平面下的柔性隔膜51上。声换能器装置4和共用天线16 被支撑在可旋转的台架54上，其绕着介质池52延伸，使得声换能器装置 4和共用天线在受试人的相对侧上。台架54按照图示的箭头C方向旋转， 以获得不同方向的信息，将这些信息结合就有可能推导出二维图像切片。 通过按照图示箭头B方向移动台架54，可以得到多个这样的图像切片。

图13所示的是系统1中的声换能器装置4作为常规手持设备对例如在 怀孕期的受试者进行扫描。在这种情况下，共用天线16被简单地布置在 受试者的下面（例如在受试者所躺的床的下面），声换能器装置4用传统 的方式同时获得与本发明一致的图像和传统的声学图像。

现在给出激发散射电磁波的相互作用的详细数学分析。给出该解释是 为了说明由声振动所引起的声辐射力（ARF）。

ARF自从在理论上被Rayleigh（瑞利）和Langevin（朗之万）发现后 已经被广泛的研究。总的来说，ARF是由声波传播通过波矢量的方向上 有差异声阻抗的边界而产生的。ARF通常与集中的超声波相联系，并已 用于临床的声辐射力成像（ARFI），用来测量组织刚度。

ARF是由两个压力之和产生的：Rayleigh辐射压力，其定义为存在和 不存在声波引起的移动时的平均压力之间的差值；以及Langevin辐射压 力，其定义为阻抗边界的吸收与反射引起的平均压力之间的差值。在此应 用中，由于我们寻找的是组织间的边界移动，所以Langevin辐射压力是 我们需要主要关注的压力。

使用下面的公式可以计算来自平面波的Langevin ARF：

$F=\frac{2\mathrm{\alpha l}}{c}$

其中，l是峰值时间平均强度，α是组织之间的边界处的衰减系数，c 是声波的速度。在存在声振动情况下，l是载波的峰值时间平均强度。由 于调幅的原因，该平均强度和由此引起的力随着AM波形而变化。该力引 起由AM波形的频率分量所产生的物体2中的运动，以与ARFI中同样的 方式，这引起了对任何照射电磁辐射的频率调制。通过适当地选择AM波 形的频率，由此在物体2上产生的振动的幅度可以比在载波频率处的振动 幅度显著地增大。从数值模拟和其他发表的结果来看，在物体是生物样品 的情况下，峰值位移预期为10微米的数量级。

当无限大的电介质薄片边界以平面电磁波振动时，在边界处的 反散射场可以近似假定为准静态运动边界条件和非相对效应：

$U=\rho U_0{e}^{i[\mathrm{\omega t}+2\mathrm{kA}\sin \left({\omega }_{a}t\right)]}$

其中，是电磁波的波数目，A是边界振动的幅度。依照经验，将反 散射波经历的周期性相位调制具有±2kA的弧度最大偏移。最大偏移被重 写为：

β=2kA

其中，β称为调制指数。它与振动幅度成正比，同时也正比于目标边界的 刚度。在推荐的系统中，ARF用于激发电介质边界的小区域，从而导致 多普勒偏移。声振动可以在空间扫描，以获得目标的光栅扫描。这种光栅 扫描方法还允许在超声脉冲回波成像的自动配准以及EMA的数据的自动 配准，这用在下面描述的羔羊肾脏的二维测量中。

由于该区域比EM波的波长小，需要全衍射计算来查看激活和非激活 区域之间的相互作用的效果，从而使这两个阶段的贡献同时被考虑。衍射 效应初步为任何循环对称函数导出，然后专门为圆形介电盘内均匀激活的 圆形区域导出，最终得到高斯分布的激励的情况。

参考图14，这是由聚焦声波102引起的在电介质边界的ARF激活区 域100的示意图，而图15是示出了左侧由ARF激活区域产生的源电场 100和右侧的远场的衍射平面的示意图。对两个平面考虑圆柱坐标系，一 个是在激活区域100所置于“源”平面101，而另一个是接收器天线8所 处的“观察者”平面103，其中，U(ρ,0,t)是在“源”平面101的圆形对 称的电场分布，而U(r,z,t)是在z米以外的“观察者”平面103的衍射场。 在远场条件下，可能使用Fraunhofer逼近衍射方程，只要远场条件被满足，D为散射区域的特征尺寸，即电介质的最大范围，而λ是电磁波 的波长。使用这种近似，圆形对称的衍射方程变为[6]：

$U(r,z,t)=A·\underset{0}{\overset{\infty }{\int }}\mathrm{\rho U}(\rho ,0,t)J_0\left(\frac{\mathrm{kr\rho }}{z}\right)\mathrm{d\rho }---\left(4\right)$

其中，Γ是与电介质盘相关联的反射系数，J₀是第一类零 阶贝塞尔函数。反射系数Γ可以通过求解在介质边界的麦克斯韦方程得到 的电介质对比来确定：

$\Gamma =\frac{{\eta }_2-{\eta }_1}{{\eta }_2+{\eta }_1}---\left(5\right)$

其中，是该材料的折射率。还需要注意的是，传导率变化也可能 导致反射，这可以被用于包含高盐度杂质的成像。向盘上施加正弦振动， 我们可以将“源”平面101处的电场分为时间和空间分量：

$U(r,z,t)=A·\underset{0}{\overset{\infty }{\int }}\rho U_0(\rho ,0)e^{\mathrm{j\omega t}+\mathrm{j\beta \phi }\left(\rho \right)\cos \left(\arctan \left(\frac{r}{z}\right)\cos \left({\omega }_{a}t\right)\right)}{J}_0\left(\frac{\mathrm{kr\rho }}{z}\right)\mathrm{d\rho }---\left(6\right)$

依赖于空间的相位项来自于由于变化的空间 激励量所产生的正弦多普勒频移，β是调制指数。因为只需要所接收信号 中的相位偏移，该表达式可以改写为实部和虚部之和及分解出恒定的角速 度e^jωt：

实部:$A·\underset{0}{\overset{\infty }{\int }}\mathrm{\rho U}(\rho ,0)J_0\left(\frac{\mathrm{kr\rho }}{z}\right)\cos \left(\mathrm{\beta \phi }\left(\rho \right)\cos \left(\arctan \left(\frac{\rho }{z}\right)\right)\cos \left({\omega }_{a}t\right)\right)\mathrm{d\rho }$

虚部:$A·\underset{0}{\overset{\infty }{\int }}\mathrm{\rho U}(\rho ,0)J_0\left(\frac{\mathrm{kr\rho }}{z}\right)\sin \left(\mathrm{\beta \phi }\left(\rho \right)\cos \left(\arctan \left(\frac{\rho }{z}\right)\right)\cos \left({\omega }_a\right)\right)\mathrm{d\rho }---\left(7\right)$

如果β＜＜1（这将是10-6米位移的情况），上述两个式子可以被简化为：

实部:$A·\underset{0}{\overset{\infty }{\int }}\mathrm{\rho U}(\rho ,0)J_0\left(\frac{\mathrm{kr\rho }}{z}\right)\mathrm{d\rho }$

虚部:$A.\cos \left(\arctan \left(\frac{\rho }{z}\right)\right)\cos \left({\omega }_{a}t\right)·\underset{0}{\overset{\infty }{\int }}\mathrm{\rho U}(\rho ,0)J_0\left(\frac{\mathrm{kr\rho }}{z}\right)\mathrm{\beta \phi }\left(\rho \right)---\left(8\right)$

相位可以通过取这两个分量的比值的反正切来计算。这是通过忽略在 给出远场中的相位调制的高阶项后得到的近似值：

因此，有效的调制指数β是乘以了由活跃区域的空间傅立叶变换除以非活 跃区域的空间傅立叶变换的比率后的数值。

如图15所示，一个简单的例子就是使用介电盘内的均匀的圆形激励 区域。假设源平面101已被照射平面电磁波，则产生的相位调制变为：

其中轴线上的调制是两个面积的简单比率：

利用预期的典型值，该比率相对于“观察者”平面103中的位移的曲 线如图16所示，这是在使用z=0.2m;波长=0.04m;r0=0.002m;R= 0.01m;r₀²/r₁²=0.04的调制指数中的缩减因子的曲线图。

这个比值在接收器被放置在由所述介电盘引起的远场方向图的零点 处时，增加到1，其中β最大。这是接收天线应该被放置在的位置。

同样也计算出了高斯声波激励，因为这将很可能表示实际情况中的激 励作用。激励的腰部被设置成与均匀激励r0中的腰部半径相同：

图16还示出了对于高斯激励的结果。高斯激励提供了β值随着接收 器远离轴线的移动时的略微缓慢的增加，而最大值位于同均匀激励相比较 时的相同的位置。我们观察到未调制区域中的整体效果是降低了接收器上 的调制指数，且与激活与未激活区域的面积的比线性地缩放。因此，目前 的EMA系统使用窄的喇叭天线来最小化来自未激活区域的回波。

现在将讨论另外声振动的另外的应用，在这个应用中在不同的区域5 中使用了不同的频率，以提供不同区域的同时扫描。特别是，在每个不同 区域5，声振动的AM波形可以被选择成通过具有不同的基频分量而彼此 不同，例如fa,(fa+fs),(fa+2.fs),…,(fa+(n-1).fs)的频率,其中fs是基频分量 之间的频率间隔，而n是所使用的不同频率的数目。每个不同的声振动局 部化在物体2的不同区域5，如在图17中示意性说明的。

信号处理装置9被布置成从每个不同的声学振动检测并导出多普勒 分量的特性，通常是由不同的基频分量产生的多普勒分量。这可以通过如 上所述布置的信号处理装置9来完成，但是在FM解调器11的内部，锁 相放大器72被对于所使用的每个声波频率进行了并行复制（例如在图17 中示意性说明的）。因为已知已经在不同的区域5产生了每个不同的多普 勒分量，所以这种方法提供了在n个隔离频率为fs的频率通道上对物体的 并行扫描。

现在将讨论不同频率通道的选择。

频率通道的选择已经按照下面的内容考虑了SNR。

调制指数是振动幅度的线性函数，其还正比于探测功率的输出。最终 的SNR用下面的公式计算得到：

SNR=k.τ.α.I

其中k是灵敏度指数，τ是锁相放大器72的锁定时间常数，α是比 例常数，并且I是来自声换能器装置4的功率密度。可选择地，功率密度 正比于功率输出P：

$I=\frac{P}{A}$

其中，A是ARF激励面积。

在低SNR情况下，时间常数限制了单个数据点的扫描时间，因为对 于可接受的成像SNR来说需要延长的积分时间，并且ARF的功率密度出 于安全原因的考虑已经被固定。对于N个扫描像素，扫描时间T直接随 着可用通道的数目n而减小：

$T=\frac{\mathrm{N\tau }}{n}$

在实际中，可用的通道数目是最小频率间隔fs的函数。这是由锁相放 大器72的滤波器带宽确定的，以使频率通道不重叠。这个带宽与时间常 数τ成反比。可用的总带宽由组织的频率响应确定，其典型地处于100Hz 的范围。对于组织带宽B，通道数目的最大值n_B可以用下面的公式表示：

n_B=B_τ

对于N个扫描像素，所需要的完成扫描的最小时间（T_min）由下面的 公式给出：

$T_{\min }=\frac{\mathrm{N\iota }}{n_B}=\frac{N}{B}$

结合这些公式，所需要的获得期望的最小扫描时间的通道数目的最小 值因此由下面的公式给出：

$n_{\min }=\frac{B.\mathrm{SNR}}{\mathrm{kaI}}$

通道的数目通常不能无限地增大，因为所述声换能器装置4的可用功 率是有限的。通道的数目的最大值n_max简化为可用的最大功率输出除以所 需要的功率输出之后的数值：

$n_{\max }=\frac{P_{\max }}{P}$

图18是说明这两种情况的扫描时间相对于通道数目n的曲线。

在上面描述的成像系统中，在带有去耦电容的第二种结构中，对于 1s的时间常数和0.9W/cm²的超声波强度，以及给定的3.3×10^-4cm²/Ws， 所估计的SNR是5。组织带宽典型地是100Hz的数量级。对于40×40像 素的图像，并且使用1s的时间常数来获取期望的SNR，这等于用100个 通道来达到16秒的总的扫描时间的最小值。可以通过增加通道数量和时 间常数来增加SNR，但是总的扫描时间保持恒定。

为了进一步减小扫描时间，需要使用更高的调制频率，这可以通过使 用具有更高灵敏度指数的解调器来完成。

最简单的并行扫描的方法使用包含多个单焦点换能器的声换能器装 置4，例如，NDT（非破坏性测试）换能器，以产生用于机械扫描的空间 上固定的ARF激励区域。换能器的数目与所需要的通道数目相同。然而， 这些换能器可以是同样的类型和频率，这可以简化制造过程。这些换能器 的物理隔离允许有效地散热和更高的声波强度，这转变成更高的成像 SNR。

因为集成很多数目的集中换能器很困难，所以通道数目的最大值受到 限制。可以设想使用10个通道，并且使用目前的接收器参数，扫描时间 简单地除以通道的数目，例如下面描述的：

用于1通道40×40像素的扫描时间：1600×1s/60=26分钟（SNR 为5）

用于10通道40×40像素的扫描时间：1600×1s/60/10=2.6分钟（SNR 为5）

用于10通道40×40像素的扫描时间：1600×0.5s/60/10=1.3分钟 （SNR为2.5）

在大多数临床超声机器中，换能器由1D线性相控阵列中的分别可编 程的延迟压电元件构成。这些系统的输出功率低于典型的NDT换能器， 典型的NDT换能器对于相同的SNR需要更长的锁定时间。例如，通常需 要的用于单通道测量的锁定时间可能粗略的要长于之前提到的本发明的 换能器的锁定时间的10倍。1D线性相控阵列的优点是实时地在样本中产 生任意强度分布的能力，因此可能使用后向传播算法来产生在不同频率上 调制的区域。由于探测器的1D性质，对波前进行控制以一致地产生用于 不同通道的较大数目的ARF区域是困难的。所估计的可以获得的通道数 目的最大值接近20，因此产生了下面的扫描时间：

用于1通道线性阵列40×40像素的扫描时间：1600×10s/60=260分 钟（SNR为5）

用于10通道线性阵列40×40像素的扫描时间：1600×10s/60/20=13 分钟（SNR为5）

用于10通道线性阵列40×40像素的扫描时间：1600×5s/60/20=7.5 分钟（SNR为2.5）

扩展1D的概念，可以使用2D相控阵列的换能器，其操作类似于1D 阵列。2D相控阵列的散射波的产生更鲁棒，这是因为可以使用更多数目 的元件，并且可以使用本领域中所知的全息波形产生。这将允许实现更多 数目的通道（例如，100数量级的通道）。如果允许与1D探测器中相同的 功率密度，那么扫描时间如下所述：

用于1通道2D阵列40×40像素的扫描时间：1600×10s/60=260分 钟（SNR为5）

用于100通道2D阵列40×40像素的扫描时间：1600×10s/60/100= 2.6分钟（SNR为5）

用于100通道2D阵列40×40像素的扫描时间：1600×5s/60=1.3分 钟（SNR为2.5）

现在将描述本发明的方法的两个试验性的示例。

第一个试验性示例是使用将如图1的成像系统1布置成如图19所示 的结构实现的。研究物体2是琼脂目标80，即是简单琼脂块。琼脂目标 80被置于水箱81中，允许良好的耦合和来自声换能器装置4的能量传输， 该声换能器装置4是集中的非破坏性检测的超声换能器，其具有如下参

制造商 奥林巴斯 直径 1.25英寸 焦距 3.5英寸 中心频率 2.25MHz 焦斑尺寸 3.8mm 声波功率密度（平均） 100mW/mm²

发射器天线6和接收器发射器8以双稳态结构沿着声换能器装置4浸 没在水箱81中。照射电磁波具有800MHz的EM频率。所述频率的路径 衰减良好得处于雷达信号链路预算的可接受的限度内。声换能器装置4被 布置成提供局部化在二维空间中的声振动波束。琼脂目标80通过计算机 控制的与声换能器装置4的距离为89mm波束路径交叉的线性平移台的垂 直于声振动的传播方向的移动，来将波数局部化在琼脂目标80的1D切 片交叉的连续区域中。

氯丁橡胶片材82被提供在水箱81中的琼脂目标80后的声振动路径 中，用以吸收声振动，减少其中的反射并因此降低了噪声。

琼脂目标80中添加了少量的NaCl（例如以3g/L量级的浓度），用 以系统地模拟软组织的导电性。

针对特定琼脂目标80的结果如图20所示，该图是所检测到的多普勒 分量的幅度相对于琼脂目标80的位置的曲线图，这个例子中的琼脂目标 80具有2.1kPa的杨氏模量和1.35cm的直径。该曲线图示出了当琼脂目标 80与声振动交叉时的峰值，由此得到了有效的琼脂目标80的1D图像切 片。

为了说明判别物体2的不同导电性能的能力，改变琼脂目标80以改 变琼脂相对于水的浓度从而将刚度从2.1kPa改变成8.5kPa，并重复实验， 这是模仿健康软组织的刚度范围。

其结果在图21中示出，这是一维切片图像中的多普勒分量的峰值幅 度相对于琼脂目标80的杨氏模量的曲线图。此移植实验表明了如上述方 程（3）所预测的近似线性的关系。

在第二个试验性示例中，成像系统1使用了如图19所示的相同的结 构，但代替琼脂目标80的物体2是羊肾脏，以证实对哺乳动物软组织的 扫描能力。声换能器装置4同样被布置成提供局部化在二维空间中的声振 动波束，但是羊肾脏是用二维扫描而不是一维，所述二维扫描通过计算机 控制的垂直于声振动的传播方向的平面上的XY平台进行。这就允许从接 近物体中心的平面中的光栅扫描导出二维图像。这种配置在医学词汇中通 常被称为“C扫描”。

在第一次测量时，会在肾脏的一边制造一个小的切口，并在其中插入 具有6.5的相对介电常数的5mm的碳酸钙粒子来模拟肾结石。

在获取根据本发明方法的声电磁图像的同时，也会获取超声波脉冲回 波图像。图22展示了由两种模式相互叠加获得的图像，本发明方法在肾 脏内的扫描区域显示为对应于50mm×40mm空间尺寸的100×80像素 的白色重叠。在图22中，左边的图像是显示插入的碳酸钙颗粒的解剖的 羊肾脏扫描后的图像。中间的图像也是同一幅图像，但是在对准位置重叠 了脉冲回波图像。中间的图像显示了比如肾椎体和肾静脉的肾的内部结 构，但不包括内部的肾结石，因为在这种模式下对肾结石无法区分。右侧 的图像是在对准时叠加了根据本发明的声电磁图像的图片。与在同一时间 拍摄的脉冲回波图像对比，电介质界面的敏感性的改变（例如由于电磁阻 抗不匹配引起的改变）使得肾结石可见。

如在上面的公式（5）中预测的，由本发明的方法获得的信号依赖于 由电介质带不匹配引起的反射系数，因此也可以同时对所包含的导电物质 进行检测和成像。为了测试这种能力，在另一个羊肾脏的中心位置注入了 饱和食盐水溶液（30g氯化钠/100g水），以产生高导电性的区域。随后 对这另一个羊肾脏进行100mm×80mm的大面积上的扫描，以对整个肾 脏进行成像。使用本发明的方法获取的图像在图23中示出，其中左边的 图像是用圆圈标出了食盐水溶液的位置的肾的图片，中间的图像是脉冲回 波图像，而右边的图像是注射位置与超声脉冲回波图像重叠的声电磁图 像。可以看出，盐水溶液的位置在超声回波图像中不能辨别，但是在声电 磁图像中却可以辨别。

这些结果验证了根据理论分析的建议，即本方法可以对具有不同导电 性的电介质的夹杂物进行成像。用碳酸钙模仿肾结石的仿真可以表明本方 法可以在周围的肾脏结构中将不同的组织区分开来。随后使用生理盐水的 成像表明也能提取传导率的变化。

上述理论计算还表明，决定所需灵敏度的调制指数会被杂散反射减 少，这些反射来自不被ARF雷达激发的区域、杂波和接收/发射器天线耦 合。为了消除这些因素的影响，最好是通过改善接收器天线8的灵敏度,并 减少互耦和交叉旋转效应,来改善所述散射电磁波接收的灵敏度。